许多系统设计人员使用Σ-Δ型 ADC 和 RTD（电阻式温度检测器）进行温度测量，但实现 ADC 数据手册中规定的高性能时有困难。例如，一些设计人员可能只能从 16 位至 18 位 ADC 获得 12 至 13 个无噪声位。本文介绍的前端技术能够使设计人员在其系统设计中获得 16 个以上的无噪声位。

在比率式测量中使用 RTD 有一定优势，因为它能消除激励电流源的精度和漂移等误差源。下面是 4 线 RTD 比率式测量的典型电路。4 线式配置的优势是可消除由引脚电阻产生的误差。

可以从上述电路推导出下面两个公式：

当 ADC 工作在双极性差分模式时，计算 RTD 电阻(RRTD)的通用表达式如下所示：

其中：

• CodeRTD 为 ADC 码。

• CodeADC_Fullscale 为 ADC 满量程代码。

RTD 的测量电阻值理论上仅与基准电阻的精度和漂移相关。 通常，RREF 为精确的低漂移电阻，精度为 0.1%。

当工程师使用此类电路设计产品时，他们会在模拟输入和外部基准电压源引脚前添加一些电阻和电容，以获得低通滤波和如下图所示的过电压保护。在本文中，我们将展示选择合适的电阻和电容以获得更好的噪声性能时应该考虑的因素。

从上图中可以看出：R1、R2、C1、C2 和 C3 用作为差分和共模电压信号提供衰减的一阶低通 RC 滤波器。R1 和 R2 的值应相同， C1 和 C2 的值也选择相同的值。同样，R3、R4、C4、C5 和 C6 用作参考路径的低通滤波器。

下面让我们来详细聊聊这个电路设计思路。

1、共模低通 RC 滤波器

下图为共模低通滤波器等效电路。

因为 a 点的共模电压等于 b 点的电压，所以没有电流流过 C3。 因此，共模截止频率可表示为：

为了更好地理解差分信号的低通 RC 滤波器截止频率，可将下图 1 中的 C3 电容视作图 2 中的两个独立电容：Ca 和 Cb。

上图 2 中，差分模式截止频率为：

通常，C3 的值是 Ccm 的值的 10 倍。这是为了降低 C1 和 C2 不一致产生的影响。例如，如下图所示，ADI 电路笔记CN-0381中使用模拟前端设计时，差分信号的截止频率约为 800Hz，共模信号的截止频率约为 16kHz。

2、电阻和电容考虑

除了作为低通滤波器的一部分外，R1 和 R2 还可提供过电压保护。如果下图中 AIN 引脚前使用的是 3 kΩ电阻，则最高可保护 30 V 接线错误。不建议在 AIN 引脚前使用更大的电阻，原因有二。

• 第一，它们将产生更大的热噪声。

• 第二，AIN 引脚具有输入电流，电流将流经这些电阻并引入误差。这些输入电流的大小不是恒定值，不匹配的输入电流将产生噪声，并且噪声将随电阻值增大而增大。

电阻和电容值对确定最终电路的性能至关重要。设计人员需要理解其现场要求，并根据上述公式计算电阻和电容值。

对于具有集成激励电流源的 ADI Σ-Δ型 ADC 器件和精密模拟微控制器，建议在 AIN 和基准电压源引脚前使用相同的电阻和电容值。这种设计可确保模拟输入电压始终与基准电压成比例， 并且激励电流的温度漂移和噪声所引起的模拟输入电压的任何误差，都可通过基准电压的变化予以补偿。

3、实践：用比率式测量法测得的 ADuCM360 噪声性能

ADuCM360是完全集成的 3.9 kSPS、24 位数据采集系统，在单芯片上集成双路高性能多通道Σ-Δ型 ADC、32 位 ARM® Cortex®-M3 处理器和 Flash/EE 存储器。同时还集成了可编程增益仪表放大器、精密带隙基准电压源、可编程激励电流源、灵活的多路复用器以及其它许多特性。它可与电阻式温度传感器直接连接。

使用 ADuCM360 进行 RTD 测量时，REF–引脚通常接地，可得到简单的模拟前端电路，如下图所示：

下表列出了模拟和参考输入路径前具有匹配和不匹配滤波器时的噪声水平。使用 100Ω精密电阻代替 RRTD，以测量 ADC 输入 引脚上的噪声电压。RRef 的值为 5.62 kΩ。

从表中可以看出，使用 R1 和 R2 的值与 R3 相同的匹配模拟前端电路时，噪声与不匹配电路相比降低约 0.1 μV 至 0.3 μV，这意味着 ADC 无噪声位的数量增加约 0.25 位至 16.2 位，ADC PGA 增益为 16。

按照本文介绍的考虑因素，使用匹配 RC 滤波器电路和根据现场要求选择合适的电阻和电容值，比率式测量应用中的 RTD 能够获得较佳的结果。

学习来源：ADI 智库，期刊下载：https://download.csdn.net/download/m0_38106923/21483163

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